２０１８年２月 西北工业大学学报 Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ Ｎｏｒｔｈｗｅｓｔｅｒｎ Ｐｏｌｙｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｆｅｂ．２０１８ Ｖ０ｌ＿３６ Ｎｏ．１ 第３６卷第ｌ期 飞机全电刹车机电系统供电电源余度设计 相里康，马瑞卿 （西北工业大学自动化学院，西安７１００７２） 摘 要：提出了一种飞机全电刹车机电系统供电电源余度设计方法，在双有源半桥隔离双向ＤＣ．ＤＣ 变换器的基础上采用ＰＷＭ加移相控制方法，了不同输入电压下变压器漏感电流幅值。从而扩大 了输入电压的波动范围。推导了输出增益公式，通过分析不同相位差下，一个周期内的漏电流，得出 了不同相位差下输出平均功率和漏电流均方根值，并通过对比两者的关系，得出了相位差的最佳调制 范围。通过分析该范围内的软开关情况，得出所有开关管，均可实现零电压开通。为了确保电压稳定 以及漏电感两端电压平衡，设计了闭环控制方法，通过调节ＰＷＭ占空比控制输出电压，利用相位差平 衡了漏电感两端的电压，可抑制输出功率波动对输出电压的影响。设计了１台２８ ｖ／２７０ ｖ功率ｌ ｋＷ 的原理样机，验证了理论分析和计算的正确性。 关键词：全电刹车；供电电源；余度优化；双有源桥；双向变换器；闭环控制 文献标志码：Ａ 文章编号：１０００—２７５８（２０１８）０１．Ｏ１１０．０７ ｂｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ＤＣ—ＤＣ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ，ＩＢＤＣ）来实现高低压 端双向功率流动。 中图分类号：Ｖ２４０．２ 飞机的起飞和降落是飞机事故的多发阶段，全 电刹车系统具有更好的安全性、可靠性以及更优良 的刹车效率，使其成为未来飞机刹车系统的发展方 向。全电刹车系统利用电机驱动装置代替原有的液 压阀，来压缩刹车盘输出刹车力。因此系统不仅需 要２８ Ｖ低压直流电为防滑刹车控制盒供电，而且需 文献［１］提出了一种全桥双向ＤＣ／ＤＣ变换器， 但这类变换器在升压时需要启动电路，而且次级开 关管工作在二极管状态，存在反向恢复现象，使开关 管损耗增大。文献［２］提出采用箝位电路，来吸收 电压尖峰和实现原端开关管零电压开通（ｚｅｒｏ ｖｏｌｔａｇｅ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ，ＺＶＳ），但增加了电路的复杂度。文 献［３］提出了双有源桥（ｄｕａｌ ａｃｔｉｖｅ ｂｒｉｄｇｅ，ＤＡＢ）隔 离变换器，通过移相控制（ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ，ＰＳ）调节功率 要２７０ Ｖ高压直流电为电机作动系统供电，任何一 种供电电源出现问题，均会使系统无法完成刹车任 务。飞机在着陆过程中，机电作动器及连接电缆均 裸露在起落架外，飞机着陆时，动能全部由刹车盘吸 收，会产生大量的热，容易引起供电线路故障，从而 造成电源故障，因此进行供电电源的余度设计来提 高系统的安全性十分必要。 供电电源的余度设计应保证高压和低压之间相 互备份，当２８ Ｖ低压直流电源出现故障时，由２７０ Ｖ 高压直流电源转化为２８ Ｖ电压后为低压侧负载供 电，而当２７０ Ｖ高压直流电源出现故障时，则由低压 流动，并借助变压器漏感，可在特定运行区域内，实 现所有开关管的ＺＶＳ，无需箝位和吸收电路。然而， 由于漏感两端电压只在特定情况下相等，当电压不 等时，会产生比较大的环流，增加导通损耗，而且在 轻载下无法实现ＺＶＳ。 文献［４］提出了一种移相控制双半桥ＩＢＤＣ，其 中低压侧采用电流馈电型半桥，高压侧采用电压馈 电型半桥，无需箝位电路或额外的开关器件或谐振 器件便可实现双向开关管ＺＶＳ，低压侧采用输入电 感，了电流脉动。这些特性决定了该变换器具 有高功率密度，高效的功率传输和紧凑的结构。然 侧电源升压为电机运行提供２７０ Ｖ高压。而且高压 和低压直流电源之间应保证电流隔离，以防止任何 一路电源故障时，对另一路产生冲击。因此，可采用 带有高频变压器的双向隔离ＤＣ—ＤＣ变换器（ｉｓｏｌａｔｅｄ 收稿日期：２０１７—０３—２５ 作者简介：相里康（１９８８一），西北工业大学博士研究生，主要从事电机控制和电源变换技术研究。 第１期 相里康，等：飞机全电刹车机电系统供电电源余度设计 而采用移相控制，无法避免变压器两端电压不平衡 时，所带来的大的环流。 文献［５］提出了一种脉宽调制＋移相控制 （ＰＷＭ ｐｌｕｓ ｐｈａｓｅ—ｓｈｉｆｔ，ＰＰＳ）的ＩＢＤＣ，采用ＰＷＭ控 制保证漏感两端电压相等，并采用移相控制实现能 量流动。该方法可以增大ＺＶＳ区域，减小漏电感电 流以及扩大输入电压范围。这一控制方式也被推广 至其他双向隔离ＤＣ—ＤＣ变换器中 。 由于该余度设计旨在提高刹车系统的可靠性， 应尽量简化余度电路，避免过多元器件对系统可靠 性的降低，结合航空航天器对于功率密度和可靠性 的要求，为保证尽量少的元器件数目和采用简单的 电路结构，本文采用双有源半桥隔离式双向ＤＣ－ＤＣ 变换器作为全电刹车机电系统供电电源的余度管理 电路，并将ＰＰＳ控制方式应用于该变换器中。对比 不同相位下，漏电流有效值与输出功率关系以及各 功率管的ＺＶＳ状态，得出低导通损耗工作区域，并 设计了闭环控制方法，最后通过功率ｌｋＷ的原理样 机实验，验证了分析和计算结果的可行性。该供电 电源余度管理方法也适用于其他飞机高可靠机电作 动系统中。 １全电刹车供电电源设计 全电刹车系统包括刹车控制单元（ｂｒａｋｅ ｃｏｎｔｒｏｌ ｕｎｉｔ，ＢＣＵ），机电作动控制器（ｅｌｅｃｔｒｏｍｅｃｈａｎｉｃａｌ ａｃｔｕ— ａｔｉｏｎ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ，ＥＭＡＣ）以及机电作动器（ｅｌｅｃｔｒｏｍｅ— ｃｈａｎｉｃａｌ ａｃｔｕａｔｉｏｎ，ＥＭＡ），其中ＥＭＡＣ与ＥＭＡ组成 机电作动系统。 图１为全电刹车机电作动系统供电电源分布， 其中ＢＣＵ由２８ Ｖ直流供电，ＥＭＡＣ中既包含２８ Ｖ 直流负载，也包含２７０ Ｖ高压直流供电的逆变器， ＥＭＡＣ中逆变器输出的三相电压为ＥＭＡ中的电机 供电。２８ Ｖ直流电与２７０ Ｖ直流电之间通过双向 ＤＣ－ＤＣ变换器互为冗余备份。 图１全电刹车机电作动系统供电分布图 该余度设计为功能余度，相对于直接余度，降低 了系统成本和复杂性，且该余度设计在系统正常工 作时，处于休眠状态，不会对系统原有可靠性产生影 响，而当供电发生故障时才激活，可有效提高机电系 统的容错能力。 当变换器功率由低压侧向高压侧流动时，定义 为升压模式，反之，当功率由高压侧向低压侧流动 时，定义为降压模式。以升压模式为例，图２所示为 双半桥隔离式双向ＤＣ．ＤＣ变换器，电流方向如图２ 中箭头所示。采用ＰＰＳ控制，低压侧：开关管ｓ 和 ．ｓ 驱动信号互补，设置ｓ 的占空比为Ｄ，范围为０— １。输入电感 用于减小输入电流波动。设置 上 流过的电流为ｉ ，其两端电压为 。电容Ｃ 和ｃ 容 值相同，设置为 ， 为折算至原端的漏电感。设 置漏电感两端电压为 ，流过漏电感的电流为ｉ 高压侧：Ｉｓ，和ｓ 的驱动信号互补，其占空比与低压 侧相同，设置Ｉｓ 与．ｓ，之间的相位差与一个周期２叮ｒ 的比值为 ，其范围为一０．５～０．５，电容ｃ，和 容 值相同，设置为ｃ 。 和 分别为高压侧电压和 低压侧电压，Ｖ。 和 分别为漏电感前后电压。相比 于移相控制中，开关管占空比固定在０．５，加入了 ＰＷＭ控制，可使ｔ ～ｔ２以及ｔ３～ｔ 时间段内ｖ ６＝ ， ＝０，从而使该时间段内漏电流不变，减小漏 电流峰值。 图２双半桥隔离式双向ＤＣ－ＤＣ变换器 根据 与 之间的关系以及不同的漏电流波 形，可将升压模式分为ａ，ｂ，ｃ ３种运行状态，如表１ 所示。其对应的开关管驱动信号、电压波形以及漏 电流波形如图３中ａ）～ｃ）所示。降压模式与升压 模式波形类似。 表１变换器运行模式 Ｄ和 之间关系 模式 ０＜ ＜Ｄ＜０．５ｏｒ ０＜ ＜１一Ｄ＜０．５ ａ ０＜Ｄ＜ ＜０．５ ｂ ０＜１一Ｄ＜ ＜０．５ Ｃ ｌ１２ 西北工业大学学报 第３６卷 ２口 一 ：硼厂 彘 ｌ 七 Ｊ ．．虫 杰 ｉ卜 匝 ． 】 ● ．｛ Ｄ ‘ ｌ ｌ Ｉｌ ‘ 侧 ｒ ］ 广 一ｌ ｌ！ ：１ Ｈ＿一 Ｌ －－Ｊ ｆ Ｌ＿ ．＿－． ｌ －－·ｋ 一 Ｉ ＿ １ｆ Ｌ— Ｉ ＩＩ ｌ ＝＝：ｒ Ｌ Ｌ Ｉ 广 ｊ 』 厂 Ｉ Ｉ Ｉ ； Ｉ ｌ ｆ 一 ：／ 一 ｆ０／卜 、６ Ｉ４／ Ｉ ｆｏｉｌ ｔ４ ／＾！ ｒ２、 ｌ／ ｔ２Ｊ：ｆ３、、Ｌ ａ）模式ａ ｂ）模式ｂ ｃ）模式ｃ 图３ ＰＰｓ控制波形 ２双半桥ＩＢＤＣ稳态分析 ２．１输出增益 以升压模式ａ为例，如图３ａ）所示，在ｔ。一ｔ 时 间段内， 。导通，ｓ：关断，ｓ：上的电压为低压侧电容 之和（ ＋ ），其输入电感上的电压为 ＝Ｖ１一（ 。＋ ） （１） 在ｔ：一ｔ 时间段内，ｓ 导通，Ｊｓ。关断，．ｓ 上的电 压为（ 。＋ ），输入电感电压为 ：Ｖ１ （２） 由于输入电感的伏秒平衡，有 Ｄ（ 一（ ｌ＋Ｉ，ｃ２））＋（１一Ｄ）Ｖ１＝０ （３） 由（３）式可得，电容电压之和的稳态值为 ＋ （４） 神的峰峰值 为 ， ，＋ （５） 而 的峰峰值 为 Ｖｃ３＋Ｖｃ４：——： （６） ＰＰＳ控制在ｔｏ—ｔ１和 ２～￡３段内实现能量流 动，而在 １～ ２及ｔ３一￡４时间段内保持 。 ＝口 ，以限 制ｉ 峰值，故ｖｏ帅 ＝ 御可得高压侧增益为 （７） ２．２漏电流分析 漏电流 直接影响变换器的导通损耗和变压 器损耗 ，为了获得效率高的运行区域，需要研究 漏电流有效值较低的运行区域。 如图２所示，漏电流可表示为 ｄｉＬｓ（ ） ６一 ｄ 一＝＝～ （８） 将不同时刻的 和 。 带入，并求积分可得 ＋ ）＋— ·） 一 ｉ）＋— （卜 （ｆｌ ｚ） Ｌｓ（￡１： ＋ ｉＬｓ（ 一— （卜￡２） ，） ＋ ｉｚｓ（ 一 ） 时间ｔ１一ｔ２和时间ｔ３一ｔ４内 曲＝ ，故 ＝一ｎ 一ｎ＝ 由于屯 （ｔ。）＝屯 （ｔ ），故 Ｖｃｌ＝ ＝ Ｄ （１１）、 由于一个周期内，漏电流平均值为零，并根据 （１０）式和（１１）式可得 ０ Ｄ ｓ（ｔｏ）一 （１２） 式中， 为开关管的开关频率。 定义漏电流的基准值为 ） 蔬（１３） 将（１２）式代入（９）式中，可得漏电流在一个周 期内的标幺值 ，如表２所示。 表２一个周期内漏电流表达式 注：表中０为运行时刻占整个周期的比值。 通过表２，计算出漏电流均方根值的标幺值为 第１期 相里康，等：飞机全电刹车机电系统供电电源余度设计 ｌ１３ Ｍｓ）＝√ · ３ ） ＰＴ：＝ａ 区间内，以保证相同输出功率下，变压器漏电感 的电流最小。 通过对（１７）式关于 求导，可得 Ｐ ： （２２） 假设电路中不存在损耗，则其输出功率为 Ｐ＝ （ ¨ ｔ４ｉ （一 ）ｄｔ）（１５） 此时 定义输出功率的基准值为 ＝（１一Ｄ）Ｄ （２３） Ｐ（ｂａｓｅ） 藏 ） 在区间一（１一Ｄ）Ｄ＜ 降压模式可类似分析，故变换器相位差应工作 ＜（１～Ｄ）Ｄ内，这一区间 将（６）式、（１０）式、（１１）式以及表１数据代人（１５） 式，则输出功率的标幺值Ｐ 为 Ｐ ： ［Ｄ（１－Ｄ）一３－ ］ ） 采用相同的计算方法，可计算出升压模式ｂ对 应的漏电流均方根值和输出功率值分别为 ，Ｌ ｓ（ＲｂｔＳ）√一Ｄ了３一。 。＋。 西（１８） Ｐ‘＝Ｄ （÷一 ） （１９） ｌａｉｎ，升压模式ｃ对应的 （ Ｍｓ）和Ｐ 分别为 （ＲＭｓ）＝ √一（Ｄ一１） ＋（。一１） ＋了Ｄ３一Ｄ ＋。一÷ （２０） Ｐ ＝（１一 （÷一 ） （２１） 降压模式与升压模式的标幺值Ｐ 关于 ＝０ 中心对称， （ ｓ）关于 ＝ｏ轴对称，根据上述分析， 可画出漏电流均方根值，以及输出功率的标幺值，在 不同相位差下的分布图如图４所示 。 ０． ０ ０． 访。 。 ０ 一０． －０． ａ） 漏电流均方根值的标幺值 ｂ） 输出功率标幺值 图４ 不同相位差 下漏电流及输出功率曲线 当 ＞０时，Ｐ ＞０变换器工作在升压模式 下，当 ＜０时，Ｐ ＜０变换器工作在降压模式 下。升压模式时， （ＲＭｓ）相对于 单调增加，而Ｐ 先增加后减小，故变换器应工作在零到功率最大值 处于模式ａ中。 ２．３软开关分析 除了导通损耗外，开关损耗也是变换器效率必 须考虑的内容。当开关管开通，其漏源极电流为负 时，可实现ＺＶＳ）。故在模式ａ中，当变换器满足 （２４）式时，所有开关管可实现ＺＶＳ ］。 Ｓ１：ｉｓｌ（ｔ０）＝ｉｚ—ｉ （ｔ０）＞０ ｉＬ（ｔ，）￥３：ｉｓ３（ｔ１）：—ｓ—＞０ ｓ ： ）： 一ｉＬｓ（ｆ ）＜ｏ （ ） ．ｓ ）＝ ＜。 由于输入电流ｉ 的波动范围相对于漏电流很 小，故可认为其不变，保持在稳态值，结合（７）式、 （１６）式和（１７）式，可得其稳态值为 Ｌ Ｐ ２＝ ：ｎＬ ｓｆ， Ｄ ［Ｄ（（１卜 ）一一Ｊ一。）一詈】（ （２５） 根据图３ａ）以及表２可得出，各时刻漏电流值 如表３所示。 表３各时刻漏电流表达式 根据（２４）式、表１和表３数据，可得 ｉｓ－）（ｔｏ） ＝ 【 ＞。（２６） ｓｚ（ｔ２）＝ （ｔ２） ＜。 （２７）（２７ 从而得出在模式ａ内，所有开关管均可实 现ＺＶＳ。 ３闭环控制 为了确保升／降压模式下输出电压稳定，且漏感 ｌｌ４ 西北工业大学学报 第３６卷 两端电压平衡，需要设计闭环系统。升压模式下其反馈控制框图如图５所示。 ４ 试验验证 为了验证本文所提出变换器理论研究的正确 性，制作了１台１ ｋＷ的原理样机。具体的系统参 数为：高压侧额定电压 ＝２７０ Ｖ，低压侧额定电压 ＝２８ Ｖ，变压器匝数比１：４，输入电感Ｌ＝１００ ＩｘＨ，变压器漏感Ｌ ＝２．３ Ｈ，低压侧分压电容Ｃ ＝ Ｃ２＝１０ ＩｘＦ，高压侧分压电容Ｃ。＝Ｃ４＝１５ ｉｘＦ，开关频 图５升压模式下反馈控制框图 率ｆｓ＝５０ ｋＨｚ。 设置Ｄ＝０．４， ＝０．０３３，负载Ｒ＝６４０ ｎ，变换器 工作在升压模式。图６所示为５ 和．ｓ 漏源极电压 它由占空比控制回路和移相角控制回路２部分 组成。电压控制振荡器（ｖｏｌｔａｇｅ—ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ， ＶＣＯ）用于产生．ｓ。和．ｓ，之间的相位差。 的范围根 据２．２节的分析，需限定在一（１一Ｄ）Ｄ＜ ＜（１一 Ｄ）Ｄ之间。 以及高／低压侧电压，此时高／低压侧电压分别为 ２９．５ Ｖ和２８７ Ｖ，与（７）式中的分析一致，ｓ 漏源极 电压峰值为７４ Ｖ，与（４）式分析一致，ｓ：漏源极电压 的峰值与输出电压一致且与分析相符。图７所示为 以及漏电流波形。 。 和 均为交流电压，通 设置低压侧电容电压之和为 ：，开始工作时， 和 ：均为零，产生信号 ，进而产生占空比，由 过ＰＰＳ控制，使其幅值相等，从而抑制电流尖峰，使 电流应力减小。 为了验证软开关性能，需要检测开关管的门极 驱动电压和漏源极电压，图８所示为开关管Ｓ．和ｓ 的ＺＶＳ状态，从图中可以看出，当Ｓ 和Ｓ。开通前，其 于占空比的存在会产生 。 ，从而产生信号 使相 位差控制回路工作，最终使输出电压稳定，且漏感两 端电压保持平衡。在降压模式下的反馈控制类似， 仅需将反馈量由 变为 ，电压参考 应由２７０ Ｖ 变为２８ ｖ。 漏源极结电容上的电压已降为零，实现了ＺＶＳ。开 关管Ｊｓ 和ｓ 的ＺＶＳ状态类似。 图６开关管漏源极电压及输入输出电压 图７漏电感两端电压和漏电流 图８开关管和ＺＶＳ状态 设置占空比Ｄ＝０．４，相位差基于２丌的比例 图１１所示为升压模式时负载由３２０ ｎ切换至 ＝一０．Ｏ６，负载电阻Ｒ＝８．３ Ｑ，变换器工作在降压模 式时。图９所示为开关管Ｓ 和Ｓ，漏源极电压以及 高压侧电压和低压侧电压，通过ＰＰＳ控制，可实现 功率的反向流动。图１０所示为 以及ｉ 波形， １６０ Ｑ时的动态试验波形，高压侧电压在切换前后 保持在２７０ Ｖ，其动态响应时间为１２ ｍｓ。图１２所 示为降压模式时，负载由５．６ ｎ切换至３ ｎ时的动 态响应波形，低压侧电压保持在２８ Ｖ，其动态响应 时间为１０ ｍｓ。以上实验结果验证了该闭环控制方 通过ＰＷＭ控制也可实现降压模式下的电压平衡， 从而抑制漏电流。 法具有良好的稳态和动态特性。 ｒＬ 第１期 相里康，等：飞机全电刹车机电系统供电电源余度设计 ｌｌ５ １ｉ ｈ ｈ 卜 ｌ ｒ＿＿— ］ —］ ～ｊ ｆ—』 ｝ ｛ ｌ ｊ 一 ｛ ｊ· —一 －———·＿一 —一 ｊ ——一ｌ ～ｊ 一 — ＼ … … ｛； — — ———— ———— ——一 一 ＝２７０Ｙ ｌ ｌ＝２７０Ｖ ● ２。２９ＶＩ 一卜——一卜一 —■一 ■＿Ｉ６＝ ｏｊ ·８Ａ Ａ Ｉ：： 譬；： ｌ … ： ＝ ．鼻 Ｆ；：：．｝ 驾－ ¨ 重； ｌ ．：嚣 ｌ嚣镶 － ｌ 一：：＝ 嚣 图９开关管漏源极电压及输入输出电压 图１０漏电感两端电压和漏电流 图１ １ 升压模式闭环控制负载切换 度设计方法，采用结构简单的双有源半桥隔离双向 一 ＤＣ－ＤＣ变换器，并引入ＰＰＳ控制方法，解决了传统 ＝２８Ｖ — ＰＳ控制下变压器漏电感两端电压不平衡时漏电流 ｒ幅值高的问题，降低了漏电流的幅值，扩大了输入电 ｌ＝９．３Ａ ‘＝５Ａ 压波动范围。 推导了双有源半桥隔离双向ＤＣ—ＤＣ变换器电 薯 ｌ 嚣 ． 压增益公式，漏电流有效值以及输出功率。 通过对比不同相位差下漏电流有效值以及输出 图１２降压模式闭环控制下负载切换波形 功率的关系，给出了低导通损耗下的相位差调制范 围，并证明了在该范围内，双向ＤＣ．ＤＣ变换器所有 ５结论 开关管均可实现ＺＶＳ。 设计了闭环控制方法，同时控制占空比和相位 本文针对飞机全电刹车系统提出的供电电源余 ２个变量，在确保升压和降压模式下输出电压稳定 的同时，保证变压器漏电感两端电压平衡。 参考文献： Ｗａｎｇ Ｋ，Ｌｅｅ Ｆ Ｃ，Ｌａｉ Ｊ．Ｏｐｅｒａｔｉｏｎ Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ ｏｆ Ｂｉ—Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ Ｆｕｌｌ—Ｂｒｉｄｇｅ ＤＣ－ＤＣ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ Ｕｎｉｉｆｅｄ Ｓｏｆｔ．Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ Ｓｃｈｅｍｅ ａｎｄ Ｓｏｆｔ－Ｓｔａｒｔｉｎｇ Ｃａｐａｂｉｌｉｔｙ［ｃ］∥Ａｐｐｌｉｅｄ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ａｎｄ Ｅｘｐｏｓｉｔｉｏｎ，Ｆｉｆｔｅｅｎｔｈ Ａｎｎｕａｌ ＩＥＥＥ， ２Ｏ００：ｌ１１一ｌ１８ Ｗｕ Ｔ Ｆ，Ｙａｎｇ Ｊ Ｇ，Ｋｕｏ Ｃ Ｌ，ｅｔ ａ１．Ｓｏｆｔ—Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ Ｂｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ Ｉｓｏｌａｔｅｄ Ｆｕｌｌ—Ｂｒｉｄｇｅ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ Ａｃｔｉｖｅ ａｎｄ Ｐａｓｓｉｖｅ Ｓｎｕｂ。 ｂｅｒｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ ｏｎ Ｉｎｄｕｓｔｒｉｌａ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，２０１４，６１（３）：１３６８－１３７６ Ｄｅ Ｄｏｎｃｋｅｒ Ｄ Ｅ，Ｄｉｖａｎ Ｄ Ｍ，Ｋｈｅｒａｌｕｗａｌａ Ｍ Ｈ．Ａ Ｔｈｒｅｅ－Ｐｈａｓｅ Ｓｏｆｔ—Ｓｗｉｔｃｈｅｄ Ｈｉｇｈ．Ｐｏｗｅｒ－Ｄｅｎｓｉｔｙ ＤＣ／ＤＣ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｆ０ｒ Ｈｉ小。 ＰｏｗｅｒＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ ｏｎ Ｉｎｄｕｓｔｒｙ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，１９９１，２７（１）：６３—７３ Ｐｅｎｇ Ｆ Ｚ，Ｌｉ Ｈ，Ｓｕ Ｇ Ｊ，ｅｔ ａ１．Ａ Ｎｅｗ ＺＶＳ Ｂｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ＤＣ－Ｄｃ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｆｏｒ Ｆｕｅｌ Ｃｅｌｌ ａｎｄ Ｂａｔｔｅｒｙ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，２００４，１９（１）：５４．６５ Ｘｕ Ｄ，Ｚｈａｏ Ｃ，Ｆａｎ Ｈ．Ａ ＰＷＭ Ｐｌｕｓ Ｐｈａｓｅ—Ｓｈｉｔｆ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｂｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ＤＣ．ＤＣ Ｃｏｎｖｅｔｒｅｒ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ ｏｎ Ｐｏｗｅｒ ＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃＳ． ２００４，１９（３）：６６６－６７５ Ｘｉａｏ Ｈ，Ｘｉｅ Ｓ Ａ．ＺＶＳ Ｂｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎ－Ａｌ ＤＣ—ＤＣ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ Ｐｈａｓｅ—Ｓｈｉｔｆ Ｐｌｕｓ ＰＷＭ Ｃｏｎｔｏｒｌ Ｓｃｈｅｍｅ『Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ ｏｎ Ｐ０ｗｅｔ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，２００８，２３（２）：８１３－８２３ Ｌｉ Ｗ，Ｗｕ Ｈ，Ｙｕ Ｈ，ｅｔ ａ１．Ｉｓｏｌａｔｅｄ Ｗｉｎｄｉｎｇ—Ｃｏｕｐｌｅｄ Ｂｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ＺＶＳ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ＰＷＭ Ｐｌｕｓ Ｐｈａｓｅ．Ｓｈｉｆｔ（ＰＰＳ）Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｓｔｒａｔ－Ｅｇｙ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒｎａｓ ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，２０１１，２６（１２）：３５６０．３５７０ Ｋｒｉｓｍｅｒ Ｆ，Ｋｏｌａｒ Ｊ Ｗ．Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ－Ｏｐｔｉｍｉｚｅｄ Ｈｉｇｈ—Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｄｕａｌ Ａｃｔｉｖｅ Ｂｒｉｄｇｅ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ ｏｆｒ Ａｕｔｏｍｏｔｉｖｅ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ ｏｎ Ｉｎｄｕｓｔｉｒａｌ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，２０１３，５９（７）：２７４５．２７６０ ｒ；ｌ１６ 西北工业大学学报 第３６卷 Ｐｏｗｅｒ Ｓｕｐｐｌｙ Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ Ａｉｒｃｒａｆｔ Ｓ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｂｒａｋｉｎｇ Ｅｌｅｃｔｒｏ—Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ Ａｃｔｕａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ Ｘｉａｎｇｌｉ Ｋａｎｇ，Ｍａ Ｒｕｉｑｉｎｇ （Ｓｃｈｏｏｌ ｏｆ Ａｕｔｏｍａｔｉｏｎ，Ｎｏｒｔｈｗｅｓｔｅｒｎ Ｐｏｌｙｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｘｉ ａｎ ７１００７２，Ｃｈｉｎａ） Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｉｎ ｔｈｉｓ ｐａｐｅｒ，ａ ｐｏｗｅｒ ｓｏｕｒｃｅ ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ－ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ ａｐｐｒｏａｃｈ ｆｏｒ ａｉｒｃｒａｆｔ ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ ｂｒａｋｅ ｅｌｅｃｔｒｏｍｅ ｃｈａｎｉｃａｌ ａｃｔｕａｔｉｏｎ ｓｙｓｔｅｍ ｗａｓ ｐｒｏｐｏｓｅｄ．Ｔｈｅ ＰＷＭ ｐｌｕｓ ｐｈａｓｅ—ｓｈｉｔ（ＰＰＳ）ｃｏｎｔｆｒｏｌ ｍｅｔｈｏｄ ｗａｓ ｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄ ｉｎ Ｄｕａｌ ａｃｔｉｖｅ ｈａｌｆ ｂｒｉｄｇｅ．ｗｈｉｃｈ ｌｉｍｉｔｅｄ ｔｈｅ ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｏｆ ｔｒａｎｓｆｏｒｍ ｓ ｌｅａｋａｇｅ ｉｎｄｕｃｔａｎｃｅ ｃｕｒｒｅｎｔ，ｔｈｕｓ ｅｘｐａｎｄｉｎｇ ｔｈｅ ｆｌｕｃ ｔｕａｌｔｉｏｎ ｒａｎｇｅ ｏｆ ｉｎｐｕｔ ｖｏｌｔａｇｅ．Ｔｈｅｎ，ｔｈｅ ｖｏｌｔａｇｅ ｇａｉｎ ｆｏｒｍｕｌａ ｗａｓ ｄｅｄｕｃｅｄ．Ｂｙ ａｎａｌｙｚｉｎｇ ｔｈｅ ｌｅａｋａｇｅ ｃｕｒｒｅｎｔ ｕｎｄｅｒ ｄｉｆｆ＿ｅｒｅｎｔ Ｄｈａｓｅ ｓｈｉｔｆ ｉｎ ｏｎｅ ｐｅｒｉｏｄ，ｔｈｅ ａｖｅｒａｇｅ ｐｏｗｅｒ ａｎｄ ｒｏｏｔ—ｍｅａｎ—ｓｑｕａｒｅ（ＲＭＳ）ｖａｌｕｅ ｏｆ ｌｅａｋａｇｅ ｃｕｒｒｅｎｔ ｃａｎ ｂｅ ｃｏｒｎｐａｒｅｄ．Ｔｈｅｎ，ｔｈｅ ｏｐｔｉｍｕｍ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｒａｎｇｅ ｏｆ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｔ ｃａｎ ｂｅ ｏｂｔａｉｎｅｄ．Ｂｙ ａｎａｌｙｚｉｆｎｇ ｔｈｅ ｓｏｆｔ’ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｏｐ’ ｅｒａｆｔｏｎ ｉｎ ｔｈｉｓ ｍｎ ，ａｌｌ ｓｗｉｔｃｈｅｓ ｃａｎ ｒｅａｌｉｚｅ ｚｅｒｏ—ｖｏｌｔａｇｅ—ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ（ＺＶＳ）．Ｔｏ ｅｎｓｕｒｅ ｔｈｅ ｏｕｔｐｕｔ ｖｏｌｔａｇｅ ｓｔａｂｉｌｉｔｙ ａｎｄ ｖｏＩｔａｇｅ ｂａｌａｎｃｅ ａｃｒｏｓｓ ｔｈｅ ｌｅａｋａｇｅ ｉｎｄｕｃｔａｎｃｅ，ａ ｃｌｏｓｅｄ ｌｏｏｐ ｃｏｎｔｒｏｌ ｍｅｔｈｏｄ ｉｓ ｄｅｓｉｇｎｅｄ．Ｆｉｎａｌｌｙ，ａ ｐｒｏｔｏｔｙｐｅ ｏｆ ２８Ｖ／２７０Ｖ。ｌ ｋＷ ｗａｓ ｂｕｉｌｔ ｔｏ ｖｅｒｉｆｙ ｔｈｅ ｔｈｅｏｒｅｔｉｃａｌ ａｎａｌｙｓｉｓ ａｎｄ ｃａｌｃｕｌａｔｉｏｎ． Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ｅｌｅｃｔｒｉｃ ｂｒａｋｅｓ；ｐｏｗｅｒ ｓｏｕｒｃｅ；ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ一。ｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ；ＤＡＢ；ｂｉｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ；ｃｌｏｓｅｄ ｌｏ叩 ｃｏｎｔｒｏｌ；ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒｓ；ＤＣ－ＤＣ ｃｏｎｖｅ￣ｅｒ；ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔｓ
