基于半桥Boost变换器的功率因数校正技术研究

电力电子技术

PowerElectronics

Vol.43No.1January，2009

基于半桥Boost变换器的功率因数校正技术研究

孙丽娜，陈

新，陈

杰

210016）

（南京航空航天大学，江苏南京

摘要：研究了高功率因数单相半桥升压变换器，该变换器具有单位功率因数、能量双向流动、效率高等优点。分别对基于数模混合控制的恒定迟滞环宽电流控制技术和全数字控制平均电流法进行了研究。采用半周期控制，既可以消除开关死区又可以减小开关及驱动损耗，提高了效率。分析了半桥PFC的工作模式，研究了数模混合和全数字控制策略及数字PI算法，设计了1kW实验样机完成实验验证。关键词：变换器；功率因数；校正；数字控制/滞环控制中图分类号：TM46

文献标识码：A

文章编号：1000-100X（2009）01-0007-03

ResearchonThree-phasePowerFactorCorrectionbasedon

Half-bridgeBoostConverter

SUNLi-na，CHENXin，CHENJie

（NanjingUniversityofAeronauticsandAstronautics，Nanjing210016，China）

Abstract：Asingle-phasehigh-efficiencyhalf-bridgeBoostconvertercircuitispresentedwithdetailedanalysis.Thecon-verteriscapableofoperatingundernearunitypowerfactor（PF）andenergyregeneration.Theconsiderationsofthepowercircuitusingthehalf-cyclefixed-bandhysteresiscurrentcontrol（HCC）techniqueareanalyzedandthefull-digitalcontrolisprovided.Thedeadtimeiseliminatedandtheefficiencyisimproved.Theprincipleofhalf-bridgePFCcircuitisanalyzedandthecontrolmethodsarepresented.Theanalyticalresultsareverifiedthrougha1kWprototypewhichisde-signedtorealizetheexperimentalwork.

Keywords：converter；powerfactor；correction；digitalcontrol/hysteresiscontrol

1引言2工作原理分析

图1示出半桥PFC整流器主电路。开关管是半

随着大容量的电力电子装置在电网中运行数量的增加，注入电网的谐波污染越来越严重，导致功率因数及电能有效利用率降低。为了达到节约能源、降低成本、减少污染的目的，越来越多的电气设备对电能的品质提出了新的要求。

解决电网污染有两条途径：①在电网侧对已经产生的谐波和无功功率进行补偿；②对产生谐波的电力电子装置本身进行改造，使输入的正弦电压和电流同相位，这样既不产生谐波也不消耗无功功率。该方法的实质是对电力电子装置进行功率因数校正（PFC），使其输入为单位功率因数，能量可以双向流动，真正实现绿色电能转换。

目前应用较多的是两级PFC电路，采用PFC与DC/DC变换电路相串联的形式。尽管该电路能获得很好的性能，但由于其体积大、成本高，电路复杂，因此提出了半桥Boost单级PFC整流电路。与普通的两级式PFCDC/DC变换器相比，它把PFC级和DC/DC变换级结合在一起，共用一个开关元件和控制系统，使其控制简单，成本降低。

周期工作方式，在输入电流的负半周，由VS2与VD1组成的桥臂工作；在输入电流的正半周，由VS1与

VD2组成的桥臂工作，设电容电压uC1=uC2=uC。

图1半桥PFC主电路

（1）模态1如图2a所示，在输入电流的正半周，VS2导通，电感La两端的电压为uLa=uin+uC，电感电流

iLa线性增加。

定稿日期：2008-09-05

作者简介：孙丽娜（1983－），女，山东人，硕士研究生，研究方

向为数字控制开关电源及功率因数校正技术。

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第43卷第1期2009年1月

电力电子技术

PowerElectronics

Vol.43No.1January，2009

（2）模态2如图2b所示，VS2关断，iLa由VD1续流，uLa=uin-uC。由于uC>uin，故iLa线性下降。（3）模态3如图2c所示，在输入电流的负半周，VS1导通，uLa=uin-uC，iLa反方向线性上升。

（4）模态4如图2d所示，VS1关断，iLa由VD2续流，uLa=uin+uC。由于uC>uin，因此iLa线性下降。

3控制方法

实验中采用电压电流双闭环控制，控制框图如

图3所示。电压环采用数字PI调节器使输出电压跟踪给定值并保持恒定；电流环采样iLa，迫使它跟踪电流基准Iref，使输入电流正弦化，减小电流谐波，功率因数接近1[1]。

图3

电压电流双闭环控制框图

PFC的原理是控制整流器的输入电流跟踪输入

正弦电压。其控制方式分为直接电流控制和间接电流控制。后者指控制输入电感端电压的幅值和相位，该正弦电压使得电感电流与输入电压同相，因此称为幅值相位控制。其控制电路简单，但稳定性差，存在直流偏移。所以，目前用得最多的是直接电流控制，即用输入电流与参考电流比较，再用输出的电流误差控制开关动作。该控制分为：①峰值电流控制，次谐波振荡问题使功率因数校正更为困难，故用得较少；②滞环电流控制，电流波形为纯正弦，属变频控制；③平均电流控制，实现简单，属定频控制。这里将对滞环电流控制和平均电流控制进行研究。

3.1恒定迟滞环宽电流控制

恒定迟滞环宽电流控制原理如图4所示，其工作原理是：采样输出电压，经过电压比较器作为电流环的幅值给定；采样输入电压的频率和相位作为电流环的幅值和相位给定；采样输入电流经过滞环比较得到开关管的驱动信号，控制开关管，使输出电压稳定，输入电流跟踪输入电压，实现PFC功能，且效率高[2]。

图4

恒定迟滞环电流控制原理图

滞环电流控制的工作原理如图5所示，当输入电感采样电流iLa与Iref相比较得到的电流误差信号ia大于正环宽+h时，滞环比较器输出低电平，控制开关管使iLa下降；而当ia低于负环宽-h时，滞环比较器

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输出高电平，控制相应的开关管使iLa上升，这样总保持ia在±h内。功率开关的截止或开通时刻，不是由稳态触发器设置的恒定低电平时间或恒频时钟脉冲的到来时刻决定的，而是由迟滞比较器设置的恒定迟滞环宽2h决定的。开关频率由输入电压、输出电压、La和2h等决定，每个开关周期内，功率开关的导通时间、截止时间和开关频率均变化。

3.2

平均电流控制

全数字控制的总框图如图6所示，方框内为DSP内部结构，电压环采用数字PI调节器，将采样输出电压与给定参考电压Uref的差输入数字PI调节器，调节器的输出Uvo做为电流基准的幅值。采样输入电压的频率和相位，通过锁相技术得到与输入电压同频同相的正弦信号usin，将usin与电压误差放大器的输出信号Uvo相乘输出作为电流给定值iLa。将Iref与iLa的检测值一起送入电流误差放大器，Uvo与三角波比较产生开关管的PWM驱动信号，经功率放大后驱动开关管工作。驱动信号控制开关管的通断，使iLa跟踪Iref，而且iLa的波形与交流电网电压波形同相，电网电流中的谐波大为减少，输入功率因数接近于1，同时功率因数校正器中的电压外环反馈控制保证了Uo的恒定[3]。

全数字控制采用SPWM控制方案，其工作原理为：电流误差放大器输出的正弦信号作为参考送入DSP比较单元寄存器，采用中心对齐方式，PWM计数器先从零递增计数，到达计数模值寄存器设定值

后变为递减计数，减到零后再改为递增计数，如此周而复始。当PWM计数器的值低于计数值寄存器时，

PWM通道输出为高电平，即逻辑1；当计数器高于计数值寄存器时，输出为低电平，即逻辑0，从而产生1个PWM输出信号[4]。

基于半桥Boost变换器的功率因数校正技术研究

3.3数字PI算法分析及软件流程采用数字PI调节器能够方便地调节PI参数，比模拟PI调节简单，且精度高，范围大。在此采用抑制积分饱和的PI算法：

󰀁󰀂U（n）=Kpe（n）+In（n-1）󰀃

In（n）=In（n-1）+Kie（n）+Ksatepi（󰀂1）

󰀄

epi=Us-U（n）式中：Us为抑制积分饱和PI算法的输出；U（n）为PI调节器的计算结果；Kp，Ki为比例调节系数和积分系数，Ki=KpT/TI；

Ksat为抗饱和系数；TI为积分常数；T为中断周期；In（n）为积分

累加和。

设Umax，Umin为PI调节器输出的最大、最小值，当U（n）≥Umax时，Us=Umax；当U（n）≤Umax时，Us=Umin；否则Us=U（n）。用户可根据控制量的特性确定Umax和Umin。例如，当控制对象为占空比时，分别设置

Umax＝1，Umin＝0。流程图如图7所示。使用该算法，可以

将调节器的输出限定在所需要的范围内，即使计算出现错误也不会使控制量出现不允许的数值。

图7抑制积分饱和的PI算法流程图

3.4半周期控制

由于半桥Boost变换器上下桥臂的开关管是半周期工作方式，所以在控制上也采用此方式。将iref经过零比较器得到正负半周的控制逻辑信号，与

PWM信号相与，得到正负半周的控制信号。该方式

保证了在任意时刻只有一个功率器件处于开通状态，且PWM信号不需要设置死区时间，减少了死区对系统的影响，提高了效率，增强了系统的稳定性。

4实验结果

为了验证数模混合控制和全数字控制半桥PFC电路的工作原理，基于TMS320F2812DSP的控制平台制作了一台1kW原理样机，对半桥PFC电路进行实验验证，参数为：uin=220V/50Hz，变化范围为±15%；Uo=720V；额定输出功率1kW；输入电感3mH；输出滤波电容2200μF/450V。样机功率开关管采用6MBP25RA120型IPM。图8为恒定迟滞环宽电流控制和全数字控制满载时输入电压、电感电流

以及桥臂两个开关管驱动信号的仿真波形。由于示波器存在存储带宽问题，造成驱动波形有一段空白处，实际与分析完全一致。

由仿真波形可见，输入电流很好地跟踪了输入电压，实现了高功率因数和高变换效率。由驱动波形可知，两个开关管工作于半周期状态。

将数模混合滞环电流控制和全数字SPWM控制的效率η及功率因数值λ进行了比较，如图9所

示。由图可知，全数字SPWM保持了滞环控制的高效率特点。由于滞环的开关频率低，故开关损耗低，效率高。同样，全数字SPWM的λ值比数模混合滞环电流控制高，因为全数字控制SPWM控制开关频率高，电流纹波小，电流的正弦度好。

图9两种方式效率及功率因数的对比图参考文献

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[4]徐科军，张瀚，陈智渊.TMS320X281xDSP原理与应用

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