一种单相三电平高功率因数PWM整流器的研究与仿真

　2007年9月25日第24卷第5期

TelecomPowerTechnologiesSep.25,2007,Vol.24No.5

文章编号:100923664(2007)0520007204研制开发

一种单相三电平高功率因数PWM整流器的研究与仿真

刘志敏,宋文胜,冯晓云,赵小皓

(西南交通大学电气工程学院,四川成都,610031)

　　摘要:介绍了一种新型单相三电平高功率因数PWM整流器电路拓扑,详细分析了该电路的工作状态,推导了其数学模型。采用预测电流控制和逻辑开关状态控制作为其控制策略,经计算机仿真结果表明,该整流器能够维持直流侧输出电压稳定,并可实现高功率因数运行。

关键词:整流器;三电平;高功率因数;预测电流控制中图分类号:TN712

文献标识码:A

StudyandSimulationonaNovelSingle2PhaseThree2Level

PWMRectifierwithaHighPowerFactor

LIUZhi2min,SONGWen2sheng,FENGXiao2yun,ZHAOXiao2hao

(CollegeofElectricalEngineering,SouthwestJiaotongUniversity,Chengdu610031,China)

Abstract:Anovelsingle2phasethree2levelPWMrectifierwithhighpowerfactorisintroduced,theworkingstateisanalyzedindetail,andthemathematicmodeloftherectifierisderived.Thepredictivecurrentcontroltechniqueandlogicswitchstatecontrolfortherectifierisadopted.Thesimulationresultsshowthattherectifiercanworkwithhighpowerfactor,andthevoltageofDCoutputissteadilized.

Keywords:rectifier;three2level;highpowerfactor;predictivecurrentcontrol

0　引　言

随着电力电子装置的广泛应用,电网谐波及无功“污染”现象日益严重,给工业生产和社会生活带来危害与不便。消除谐波并提高功率因数,已经成为电力电子学界和全社会关注的热门问题[122]。同时,电力电子专家们也为此开展了大量的研究工作,主要思想是将PWM技术引入变流装置,使交流侧电流正弦化,并与电压同相位,实现单位功率因数。目前,高功率因数整流器的研究[125]已经比较成熟,应用相对广泛,但其只限于中小功率范围,而且在功率密度、开关损耗、传输效率、系统成本、电磁污染和谐波畸变等方面仍不能满足人们对其越来越高的性能要求。

因此,寻求新型的拓扑主电路结构,并将先进的控制策略引入到PWM整流器中,是改善整流器质量、提高系统性能和实现单位功率因数的主要措施之一,是单相高功率因数整流器的一个重要发展方向。本文引入了一种新型单相三电平PWM整流器电路拓扑结构,采用预测电流控制[6]作为其控制策略,逻辑开关控制作为其PWM调制模式,并进行了计算机仿真。

示。Us为网侧电源电压,Ls和Rs为网侧电感和网侧漏电阻。a桥臂由4个开关管(T1,T1’,T2,T2’)构成,b桥臂由2个二极管D3和C2构成。直流侧由两个电

容C1和C2构成。根据电路的拓扑结构,开关管T1’所承受的电压应力与直流侧电压相等,开关管T1,T2和T2’所承受电压应力为直流侧电压的一半。

图1　新型三电平PWM整流器拓扑

1.2　工作状态分析

该整流器有6种工作模式,如图2所示。当网侧

电流is>0时,工作模式1、2、3分别用来生成网侧输入端电压Uab=Udc、Udc/2和0(假设直流侧电容电压已平衡U1=U2=Udc/2)三种状态。当网侧电流is<0时,工作模式4、5、6分别用来生成网侧输入端电压Uab=0、-Udc/2和-Udc三种状态。

首先作如下假设:所有的元件都为理想器件,直流侧输出电压在一个开关周期内保持不变,直流侧两电容上的电压已经达到平衡(U1=U2=Udc/2)。

由于上桥臂与下桥臂不能够出现直通,则Ti与Ti’不能同时导通,Ti与Ti’为一对互补的开关管(Ti’=1-Ti),其驱动信号应该互补。该PWM整流器的6

・7・

1　新型PWM整流器拓扑结构与工作原理

1.1　拓扑结构

单相中性点钳位的PWM整流器主电路如图1所

收稿日期:2007203226

作者简介:刘志敏(19772),女,助理工程师,毕业于华东交通大学,现在西南交通大学攻读硕士学位,主要研究方向为电力电子与电力传动。

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图2　新型PWM整流器的6种工作模式

种工作模式对应的开关状态如表1所示。其中“X”表示开关信号既可以为“1”,又可以为“0”。

表1　新型PWM整流器对应的6种开关状态

Mode

123456

is+++---

工作状态4(is<0,且T1T2=11):该状态的等效

电路如图2(d)所示。开关管T1和T2导通,T1’和T2’关断,网侧端电压Uao=U1,Ubo=U1和Uab=0。负向网侧电流is减小,电容C1和C2通过负载电流放电。

工作状态5(is<0,且T1T2=10):该状态的等效电路如图2(e)所示。开关管T1和T2’导通,T1’和T2关断,网侧端电压Uao=0,Ubo=U1和Uab=-u1。如果网侧电源电压的模|Us|大于(或小于)直流侧电压

Udc的一半,则负向网侧电流is减小(或增大),负向网

T1T2

11100X11100X

UaoU10-U2U10-U2

Ubo-U2-U2-U2U1U1U1

UabU1+U2

U200-U1-U1-U2

i1is000-isis

io0is00is0

i2-is-is000-is

U1U2

↑↓↓↓↑↑

↑↑↓↓↓↑

　　工作状态1(is>0,且T1T2=11):该状态的等效电路如图2(a)所示。开关管T1和T2导通,T1’和T2’关断,网侧端电压Uao=U1,Ubo=-U2和Uab=U1+

U2。正向网侧电流is减小,并且对电容C1和C2进行

侧电流is对电容C1进行充电。

工作状态6(is<0,且T1T2=0X):该状态的等效电路如图2(f)所示。开关管T1关断,T1’导通,T2既可为关断也可为导通,T2’的驱动信号总是与T2互补。网侧端电压Uao=-U2,Ub0=U1和Uab=-U1-U2。负向网侧电流is增大,并且对电容C1和C2进行充电。

充电。

工作状态2(is>0,且T1T2=10):该状态的等效电路如图2(b)所示。开关管T1和T2’导通,T1’和T2关断,网侧端电压Uao=0,Ubo=-U2和Uab=U2。如果网侧电源电压Us大于(或小于)直流侧电压Udc的一半,则网侧电流is增大(或减小);正向网侧电流is对电容C2进行充电,电容C1通过负载电流放电。

工作状态3(is>0,且T1T2=0X):该状态的等效电路如图2(c)所示。开关管T1关断,T1’导通,T2既可为关断也可为导通,T2’的驱动信号总是与T2互补。网侧端电压Uao=-U2,Ubo=-U2和Uab=0。正向网侧电流is增大,电容C1和C2通过负载电流放电。・8・

2　PWM整流器的数学模型

定义2个开关函数如式(1)和(2)所示:

1

T1T2=11T1T2=10T1T2=0X

is<0(D3导通)is>0(D4导通)

　　Sa=0-11-1

(1)

　　Sb=(2)

根据表1中所示的开关状态,由基尔霍夫定律(KVLandKCL),对网侧输入端的电压和电流进行

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分析,网侧输入端电压和直流侧的电流可以表示为:

Sa(Sa+1)Sa(Sa-1)(3)Uao=U1-U2

2

2

Ubo=Uab=

Sb(Sb+1)Sb(Sb-1)U1-U2

22Sa(Sa+1)Sb(Sb+1)U1-22Sa(Sa-1)Sb(Sb-1)U2-22

(4)

　　-(5)

图3　PWM整流器控制框图假设开关管为理想模型,在换相过程中没有功率

损失和能量储存,交流侧与直流侧瞬时功率应当相等。有:

Uabis=U1i1-U2i2

(6)将式(6)代入式(5)中,则有:

Sa(Sa+1)-Sb(Sb+1)i1=i2=

2is

(7)(8)(9)

图4　工作模式的区域划分

Sa(Sa-1)-Sb(Sb-1)is

2

22

io=-i1-i2=(Sb-Sa)is

　　根据式(5)、式(7)和式(8),则这种新型PWM整流器的主电路数学模型如式(10)所示。

disUs-RsisSa(Sa+1)-Sb(Sb+1)=-U1dtLs2Ls

Sa(Sa-1)-Sb(Sb-1)　　　+U2

2Ls

(10)　du1Sa(Sa+1)-Sb(Sb+1)U1+U2=is-dt2C1RLC1

du2Sb(Sb-1)-Sa(Sa-1)U1+U2=is-dt2C2RLC2

于这两种电平分别采用工作模式2和3来等效。其他区域也可以根据表2进行分析。

　　由表2和图5可知,有如下关系式成立。

|Vk+1-Vk|=

Udc2

3

(11)(12)(13)(14)

区域2

Us>0UdcUdc212∫tk

∫tk

tk+Ts

tk+Ts

Uabdt=UabTs

3

Uabdt=VkT1+Vk+1T2

T1+T2=Ts

表2　相应电平的工作区域

工作区域高电平低电平

Mode高电平

Mode低电平3　控制策略与PWM调制方法

该PWM整流器的控制原理框图如图3所示,采用电压外环电流内环的双闭环控制策略。电压外环采

3

用PI控制器,通过将直流侧电压Udc与其给定值Udc的误差信号进行PI调节得到网侧电流的给定值is3的幅值,其相位和频率通过锁相环(PLL)从网侧电源电压Us上获取。电流内环采用预测电流控制。由于该整流器存在两电容电压不平衡问题,在控制系统中,加入了电容电压补偿环节,两个电容间电压的变化通过K引至电流控制环,以平衡中间电压。　　对于Boost型三电平结构的整流器,可以将其工作模式划分为2个工作区域,如图4所示。表2给出

3

了相应区域所对应的电平。网侧输入端给定电压Uab应为一个正弦信号,在一个开关周期Ts内,如果Ts

3

较小,可以认为Uab为一个恒定值。采用面积等效原理,考虑两电容上的电压平衡时(U1=U1=Udc/2),用两个幅值相差Udc/2的两个状态量Vk和Vk+1来等

区域1

Us>0Udc2023Us<00-Udc245Us<0Udc-2-Udc56效,如图5所示。例如在区域1中,当Us>0时,采用

Vk+1=Udc/2和Vk=0的PWM信号来等效Uab。对

3

图5　PWM调制方式

・9・

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式中T1为低电平状态量Vk作用的时间;T2为高电平状态量Vk+1作用的时间。则在一个开关周期(tk,tk+Ts)内,由面积等效原理可得式(15)。采用预测电流控制,假设网侧电流is(tk)经过一个开关周期后,能够达到给定的电流值,如式(16)所示。

3

(15)UabTs=VkT1+Vk+1T2

3

is(tk+Ts)=is(tk)

图9可知,虽然该整流器直流侧输出电压Udc比较稳

(16)

图6　网侧电压Us与电流is的波形

由式(10)和式(16)可以得到,在一个开关周期Ts

内,有式(17)成立。

3

Ls(is-is)3

(17)Uab=Us-Rsis-Ts

(15)、(17),可以求出状态量Vk作联立式(14)、

用的时间T1和Vk+1作用的时间T2。3(18)T1=(Uab-Vk+1)Ts/(Vk-Vk+1)(19)T2=Ts-T1由上可知,只要确定两个状态量Vk和Vk+1的值,

就能产生所需的PWM调制信号。并且Vk和Vk+1满

33

足式(11)取直流侧电压Uab的设定范围Usm2Usm,其中Usm为网侧电源电压的峰值。定义2个数字

变量如式(20)和(21)所示,就可以确定Vk和Vk+1所对应的工作状态。如表3所示。

b1=1b2=

010

is>0is<0|Us|>

Udc2

图7　开关函数Sa和Sb的波形

(20)

Udc|Us|<

2

SaSb

(21)

表3　两个状态量所对应的值

b1is>0is<0

b2

|Us|>0.5Udc|Us|<0.5Udc|Us|>0.5Udc|Us|<0.5Udc

VkUdc0-U1-U1

Vk+1U2U2-Udc0

b1b211100100

SaSb

(Vk)

1-1-1-10　10　1

(Vk+1)

0-10-1-1　11　1

图8　网侧输入端电压Uab的波形

4　仿真结果

系统参数设定如下:网侧电源电压的有效值Us=

220V;网侧电感Ls=3mH;网侧漏电阻Rs=0.2Ω;直流侧电容C1=C2=2200μF;直流侧电压给定值

Udc=400V;负载电阻RL=20Ω;加入LC二次滤波

环节:L’2=0.84mF;C’2=3mH;开关频率为fs=2kHz。采用Matlab/Simulink进行计算机仿真。图6为网侧电压Us与电流is的波形,图7为开关函数Sa和Sb的波形,图8为网侧输入端电压Uab的波形,图9为直流侧电容电压U1、U2和输出电压Udc的波形。　　由图6可知,当不考虑网侧电流is的谐波和畸变时,整流器已达到单位功率因数运行。由图7、图8和

图9　直流侧电压的波形

定,但是直流侧两电容上的电压U1和U2不能较好的

平衡。原因在于该PWM整流器的b桥臂为不控二极

(下转第18页)

・10・

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(4)功率管MOSFET离电感较远时,受其影响较

ofSingle2PhaseImprovedPowerQualityAC2DCConvert2ers[J].IEEEtransactionsonindustrialelectronics.2003,

50(5):151721522.

[2]　Yo2ChanSon,Seung2KiSul.ConductedEMIinPWM

InverterforHouseholdElectricAppliance[J].IEEEtransactionsonindustrialapplications.2000,38(5):3472352.

小;功率管MOSFET离电感相对近时,受其影响就较大。

(5)在ANSYS中,改变电路的拓扑结构可通过编制“通用程序”来实现。即在进行完一种有限元模型的仿真后,通过修改元器件、导线模型的相应坐标,形成新的拓扑结构,运行后产生新的有限元模型及其结果。这样具有很强的通用性,可以很方便地定量得出空间某个位置的电磁干扰的分布情况。要使那一区域的电磁干扰较小,可以通过改变布线来解决。而且节省了计算时间,提高了效率。

综上所述,采用ANSYS软件对实际开关电路进行有限元分析,可以得到比较直观、清晰的电磁场分布。通过定量分析,对合理的布置电路结构和元件的摆放位置,以及改变电路的拓扑结构具有一定参考价值。参考文献:

[1]　BhimSingh,BrijNSingh,AmbrishChandra.AReview

[7]

[3]　WeiZhang,ShouzhiLi,FengGao.TheModelingAnd

SimulationsofTheCircuitElementBasedOnFiniteEle2mentMethods[C].2005IEEEInternationalConferenceonVehicularElectronicsandSafety,Xi’an,China,2005.[4]　SitziaAM,BakerAE,PrestonTW.Finite2ElementA2

nalysisforPowerElectronicsEMCApplications[C].IEEEtransactionsonmagnetics,1996.

[5]　YoussefM,RoudetJ,Marecha1Y.Near2fieldcharacter2

izationofpowerelectronicscircuitsforradiationpredic2tion[C].PESC,1997.

[6]　张　伟.电力电子装置的电磁干扰分析[D].西安:西安

理工大学硕士研究生毕业论文,2006.

[7]　高　峰,李守智,张　伟.基于有限元法的开关变换电路

的近场特性分析[J].系统仿真学报,2006,18(7):35239.

(上接第10页)

管,电路只有6种工作模式。例如在b1b2=11时,假如直流侧电容电压U1>U2,由图3可知,电容电压平

(18)、(19)可知,衡环节会使得is3增大。由式(17)、

Uab减小,Vk工作时间T1减小,Vk+1工作时间T2增

3

但其缺点是直流侧两电容上的电压略有不平衡。参考文献:

[1]　LinBR,Hsin2HungLu.ANewControlSchemeforSin2

gle2PhasePWMMultilevelRectifierwithPower2FactorCorrection[J].IEEETrans.Ind.Electron,1999,46:8202829.

大,则增大了工作状态2的工作时间,电容电压U2增

大,从而能够平衡直流侧电容电压。但是当U1[2]　LinBR,Hsin2HungLu.ANovelPWMSchemeforSin2

gle2PhaseThree2LevelPower2FactorCorrectionCircuit[J].IEEETrans.Ind.Electron,2000,47:2452252.[3]　OsawaC,MatsumotoY,MizukamiT,OzakiS.Astate2

spacemodelingandaneutralpointvoltagecontrolforanNPCpowerconverter[C].Proc.Conf.,1997,1:2252230.

[4]　Joong2HoSong,Sung2JoonCho,IckChoy,Ju2YeopChoi.

NewPWMmethodforsingle2phasethree2levelPWMrec2tifiers[J].ProceedingsoftheInternationalSymposiumonIndustrialElectronics,1997,2(2):2832287.

[5]　尹忠刚,孙向东,钟彦儒,刘　静.一种新型三相三电平

PWM整流器的研究[J].电力电子技术,2005,39(5):[6]　李　伟,张　黎.交2直2交传动系统网侧变流器预测电流

PowerConversion

5　结　论

介绍了一种新型单相三电平高功率因数的PWM

整流器电路拓扑,分析了其工作原理,推导出了其数学模型,采用预测直接电流控制作为其控制策略,逻辑开关状态控制作为PWM调制方法,通过计算机仿真,得出该整流器具有能够高功率因数运行,直流侧输出电压稳定,电路结构简单,开关器件减少,成本低等优点。

控制方法的计算机仿真及实现[J].中国铁道科学,2002,

23(6):49254.

・18・